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输入失调电压
定义： 在运放开环使用时， 加载在两个输入端之间的直流电压使得放大器直流输出电压为 0。 也可定义为当运放接成跟随器且正输入端接地时，输出存在的非 0 电压。 优劣范围： 1μV 以下，属于极优秀的。 100μV 以下的属于较好的。最大的有几十mV。 理解 ： 任何一个放大器，无论开环连接或者反馈连接，当两个输入端都接地时， 理论上输出应该为 0，但运放内部两输入支路无法做到完全平衡，导致输出永远不会是 0。 此时保持放大器负输入端不变，而在正输入端施加一个可调的直流电压，调节它直到输出直流电压变为 0V，此时正输入端施加的电压的负值即为输入失调电压，用 VOS 表示。 但是，多数情况下，输入失调电压不分正负， 生产厂家会以绝对值表示。 任何一个实际运放都可理解为正端内部串联了一个 VOS，然后进入一个理想运放，如图 2-1 所示。如左图，正端引入一个-VOS，则输出为 0，符合标准定义。如右图，跟随器正端接地，实际输出即为 VOS，也符合标准定义。 其实就是运放两个输入端都接地时，本来输入端输入电压理论上应该为零，输出也应该为零，但却有输出电压，这说明输入端即使接地还是有输入电压的，也就是运放自身的输入偏置电压Vos，可以通过在输入端外接一个电压相反的直流电源来抵消Vos，使输入端电压真正为零，这就是调零。 后果： 当一个放大器被设计成 AF倍闭环电压增益（同相输入放大增益，也称噪声增益） 时，如果放大器的失调电压为 VOS，则放大电路 0 输入时，输出存在一个等于 AF*VOS的直流电平，此输出被称为输出失调电压。 闭环增益越大，则输出失调电压也越大。 对策： 如果被测信号包含直流量且你关心这个直流量，就必须选择 VOS远小于被测直流量的放大器，或者通过运放的调零措施消除这个影响。如果你仅关心被测信号中的交变成分，你可以在输入端和输出端增加交流耦合电路，将其消除。 调零方法 有些运放有两个调零端，按照数据手册提供的方法接电位器调零即可。对没有调零端的运放，可采用外部的输出调零或者输入调零，有标准电路可以参考。 失调电压漂移（Offset Voltage Drift） 定义： 当温度变化、时间持续、供电电压等自变量变化时， 输入失调电压会发生变化。输入失调电压随自变量变化的比值，称为失调电压漂移。 因此，有三种漂移量存在： 1）输入失调电压变化相对于温度变化的比值。是指定温度范围内的平均值，以 μV/°C为单位，用符号 ΔVOS/ΔT 或者 dVOS/dT 表示。 2）相对于时间的比值，以 μV/MO 为单位，含义是每月变化多少微伏。没有明确的符号，通常用文字表示。 本文暂用 dVOS/dMO 表示。 3）相对于电源电压变化的比值，以 μV/V 为单位，含义是调好的放大器，当电源电压发生 1V 变化，会引起失调电压的变化。没有明确的符号，常用文字表示。 此数值在很多放大器数据手册中没有体现。 优劣范围： 0.002μV/°C 到几十 μV/°C。 理解： 失调电压漂移量，与数据手册上标注的失调电压（或称之为初始失调电压） 本身有密切关系。 初始失调电压小的，其漂移量也小。 从多种放大器手册指标看，有以下规律： 1） 温度变化 40~500 度可能带来的失调电压变化，等同于初始失调电压。 2） 10~100 个月带来的失调电压变化， 等同于初始失调电压。 因此，要衡量失调电压漂移量，最好能和初始失调电压进行对比。 偏移量等效温度 TOD=VOS/dVOS/dT，它描述温度变化多少度会带来一个新的失调电压。 偏移量等效时间 MOD= VOS/dVOS/dMO，它描述持续多少个月，会带来一个新的失调电压。 比如，两个不同的芯片 AD8675 和 OP177F， VOS 均为 10μV，但是温度漂移量为AD8675 是 0.2μV/°C，而 OP177F 为 0.1μV/°C，则 TOD_AD8675=10μV/0.2μV/°C=50°C，说明50℃即可产生一个新的 10 μV 失调，而TOD_OP177F=10μV/0.1μV/°C=100°C， 说明 100℃才会产生一个新的 10 μV 失调，后者显然比前者好些。 举例说明，一个失调电压为 100μV 的运放，它的温度漂移为 2μV/°C，时间漂移是5μV/MO，你在某一天用电位器完成了调零。那么就在当天，你用加热器提高运放的工作温度 10°C，就会出现新的 20μV 的失调，提高 50°C，就会出现 100μV 的失调电压，等于你前面的调零完全作废了。如果你很善良，不去这么搞温度破坏，这个电路也会随着时间的流逝产生新的失调，大约 20 个月后，就可能出现 100μV 的失调，你又得再次调零。 后果： 很严重。因为它不能被调零端调零，即便调零完成，它还会带来新的失调。在高精度、高稳定性要求的场合，选择漂移系数较小的放大器，比失调电压大小更为重要。 对策： 第一， 就是选择高稳定性，也就是上述漂移系数较小的运放。 第二，有些运放具有自归零技术，它能不断地测量失调并在处理信号过程中把当前失调电压减掉。这就可 以抑制温度变化、时间流逝、电源电压变化引起的新的失调。这很好。但是这种运放内部都有高频的切换动作，会产生该频率噪声，使用时应该注意。 输入偏置电流（Input bias current， IB） 定义： 当输出维持在规定的电平时，两个输入端流进电流的平均值。 优劣范围： 60fA~100μA。数量级相差巨大，这取决于运放输入端结构， FET 输入的会很小。 理解： 运放的两个输入端并不是绝对高阻的， 本项指标主要描述输入端流进电流的数量级。 比如某个运放在接成跟随器且正输入端接地情况下，正输入端存在流进电流1.3nA，即图 2-2 中 IB1=1.3nA，负输入端存在流进电流 0.6nA，即图 2-2 中 IB2=0.6nA，那么该运放的输入偏置电流 IIB 即为 0.95nA。 后果： 第一，当用放大器接成跨阻放大测量外部微小电流时，过大的输入偏置电流会分掉被测电流，使测量失准。 第二，当放大器输入端通过一个电阻接地时，这个电流将在电阻上产生不期望的输入电压。 对策： 为避免输入偏置电流对放大电路的影响，最主要的措施是选择 IB较小的放大器。有很多 FET 输入运放可以实现这个要求。 但是需要注意，高速运放且 IB 较小的运放比较难选择，数量极少。 输入失调电流（Input offset current， IOS） 定义： 当输出维持在规定的电平时，两个输入端流进电流的差值。 优劣范围： 20fA~100μA。数量级相差巨大，这取决于运放输入端结构， FET 输入的会 很小。 理解： 需要注意的是，这是数值的大小一般与该芯片的偏置电流相当。这很像一个班级的考试分数，平均大于 70 分，最大值与最小值差值大约也是 70 分（ 100 分-30 分）。我们很少见到奇怪的现象：偏置电流是失调电流的 10 倍，说明其一致性太好了。 后果： 失调电流的存在，说明两个输入端客观存在的电流有差异， 后面将要所述的，用外部电阻实现匹配抵消偏置电流影响的措施，在此就失效了。 关于失调和偏置的总结 这里涉及到三个关键指标，输入失调电压 VOS、输入偏置电流 IB、输入失调电流 IOS。 理论上都应该为 0，但是实际上总是不为 0，影响放大器的正常工作。它们的影响主要表现在两个方面： 第一，在放大器 0 输入电压时，导致输出不为 0，这来自于输入失调电压，以及某些情况下偏置电流和失调电流。 第二，在电流检测时，影响检测精度，这主要来自于输入偏置电流。 0 输入时怎么计算放大器的实际输出？ 放大电路的输入电压为 0 时，导致输出不为 0 的原因一般有三个，输入失调电压VOS，输入偏置电流 IB，输入失调电流 IOS，其中后两个的影响依赖于放大电路外部的电阻。 规定电路中运放正端外部电位 U+，负端电位 U-，从正端流进电流为 IB1，负端流进电流为 IB2，则输入偏置电流 IB 和输入失调电流 IOS 分别为： 根据上述定义可以得到（上图电流方向自己定义也可以得到相同的结果）： 根据上述方程组， 可以解得： 其中， GN被称为噪声增益，在噪声计算、输出失调计算中应用很广泛。其含义如下： 对一个放大电路，如果是同相比例器，其电压增益为： 对一个放大电路，如果是反相比例器，其电压增益为： 但是，这两个电路在输入端接地时，是完全一样的。定义它们的同相输入电压增益为噪声增益。 之所以定义同相放大器增益为噪声增益，原因是，噪声源、失调电压源在运放分析中都被定义在了同相输入端，它们确实会被放大1 + RF/R2倍。 从计算得到的输出电压的公式可以看出**，当输入端接地时，实际的输出与输入失调电压 VOS 有关，与输入电流 IB1、 IB2 有关，与外接的电阻有关**。 能得出如下结论： 1） 如果 IB1=IB2，那么选择 R1=R2//RF，可以使电流形成的失调电压项会消失。这就是教科书上教给大家的电阻匹配方法。但这种方法的根基并不牢靠， IB1=IB2 可能性不大。 2） 外部电阻越大，电流引起的输出失调越明显。尽管某些运放输入偏置电流很小，只要外部电阻足够大，总能让电流项在输出失调中显现作用。 易受影响的电路 失调电压和偏置电流以一种直流形式存在，最终结果是在运放的**输出端出现不该有的直流分量****，简称它们为“直流意外” 有以下结论需要牢记： 在多数交流耦合电路中，无需考虑这些“直流意外”的存在。 单级增益较大的交流耦合电路，需要注意“直流意外”会降低输出端的动态范围。 在直接耦合电路中，特别是对直流精度要求较高的电路中——比如电子称，需要格外注意这些“直流意外”。 图 2-5 中（a）图是一个电流检测电路。 理论上 后两项即为直流意外。要想让直流意外远小于理论输出，必须保证： 为保证宽温度范围的正常工作，还需要考虑“直流意外”随温度的变化。 图 2-5（b）是一个交流耦合放大电路，多用于高频放大。 多数情况下，因前级后级均有电容隔直，直流意外似乎不会成为什么问题，这容易使得设计者在此放松警惕。但某些不细致的设计会使得“直流意外”影响正常工作。 （为了方便阅读，把前面推导公式复习下） 1） 当 RF 远大于 R1 时，设计者原本希望实现单级较高增益时，直流意外将被放大GN 倍，这使得 G N G_N GN V O S V_{OS} VOS 会明显偏离 0 点，会降低输出信号摆幅，如图 2-5（b）右下角所示。多数高频放大器具有几个 mV 的输入失调电压， 100 倍放大即可产生几百 mV 的偏移，导致信号被削峰，交流信号波形改变，这是不可忽视的。 2） 为了降低下限截止频率，设计者可能无休止地增大电阻 R，这使得偏置电流对直流意外的贡献占据主导地位。比如 R=5k，运放的偏置电流 IIB=50μA，那么正输入端在静默时就存在一个 0.25V 的直流电压，这是一个非常严重的情况， 它已经远远超出了输入失调电压几个 mV 的范畴。 因此，面对输入偏置电流较大的运放（几个 μA 到几百个 μA），谨慎选择外部电阻是非常重要的。 图 2-5?是反相比例器，同样也会受到“直流意外”的影响。 如何克服它们的影响 克服直流意外对电路的影响， 有以下方法。 1） 选择合适的运放。 这是最为靠谱的方法。一般来说，我们的设计不会逃脱前人常见的设计，我们遇到的问题前人也遇到过。芯片制造商也会针对这些问题，生产出合适的运放。我们遇到的问题，没有一款合适的运放可以选择，这种情况很少发生，除非我们站在科学的最前沿。多数情况下，合适的运放就在那儿，只是看你能否找到。因此，从生产商处下载具有全部参数的表格，按照初选、细看、找应用实例的步骤，一般都能找到合适的运放。 2） 选择合适的外部电阻。 即便选择了合适的运放，没有合适的外部电阻也是白搭。外部电阻对电路性能的影响可以分为两种： 第一，选择最小的电阻以降低电流对直流意外的贡献； 第二，调配电阻值以抵消直流意外。 运放电路外部电阻的选择 1） 高速运放电路，特别是电流反馈型运放，其外部电阻选择最好遵循数据手册建议，一般都比较小，1kΩ 以下。实在找不到的情况下，以尽量减小电阻为宜。 2） 外部电阻越大，则工作时消耗功耗越小，发热也越轻，对运放输出电流的要求也越低。这是在多种选择中选择大电阻的唯一理由。（流压转换电路中，面对微弱电流必须选择很大的电阻，不属此类）。 3） 外部电阻越大，则运放偏置电流对输出失调的贡献越大。 4） 外部电阻越大，则电阻本身产生的噪声越大。 常温下，电阻的噪声密度可以用 0.13√RnV/√Hz 估算， 一个 10kΩ 的电阻，其噪声密度约为 13nV/√Hz，与一个中等噪声的运放等效输入噪声密度相当。 而R 一个 100Ω 电阻，噪声密度约为 1.3nV/√Hz，等同于一个相当低噪声的运放。 5） 外部电阻越大，附近的杂散电容越不可忽视，它通常会导致上限截止频率降低。 6） 外部电阻越大，则电路板造成的漏电阻越不可忽视。 7） 电阻选择，一般没有唯一的结论。 3） 调零和控温 这是万般无奈的方法。 很多运放具有调零管脚，可供用户通过电位器或者调配电阻实施调零。也有很多运放不具备这个管脚，可以采用外部增加电路实现调零，可以输入端调零，也可以输出端调零。很多数据手册上给出了芯片的调零方法。之所以说这种方法是万般无奈的方法，是因为调零存在以下问题： 在某些温度下实现的调零，当温度变化后，它又不是零了。或者过了几年，时漂发挥作用了。 手工调零不适合于大规模生产。 电位器存在于电路中是一个可靠性隐患。 |
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